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基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计

2015-7-18 12:21:02      点击:

摘要:为提高高压直流电源效率,降低其体积和重量,这里介绍了一种基于LCC谐振变换器的高压直流电源设计方法。结合移相脉宽调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)方法,实现变换器在全负载范围内的软开关。首先分析了LCC电路的工作原理,并采用基波近似法进行数学建模,在此基础上,给出不同负载时频率、占空比与电压增益的关系曲线,为设计LCC谐振变换器提供理论依据。最后通过一台峰值电压35 kV,额定功率7 kW的电源样机验证了设计的正确性,系统采用闭环控制,提高了输出电压的精度。

关键词:电源;高压直流;谐振变换器;软开关

1 引言

高频高压变压器是高压直流电源设计的难点,经过分析,如何减小变压器的分布参数是高频高压电源设计的关键。此处通过引入谐振,将变压器分布参数作为谐振元件的一部分,实现开关管的软开关,减小开关损耗,提高开关频率,从而减小变换器的体积。

谐振变换器有串联、并联和串并联3种拓扑。串并联谐振变换器,又称LCC谐振变换器,结合了前两种拓扑的优点,在合理设计参数的前提下,可使电源在输入电压范围变化很大,输出空载到满载的条件下,仍然保持很高的效率。LCC谐振变换器主要有移相PWM和PFM两种控制方法。这里采用PWM和PFM结合的控制策略,在频率变化范围不大,负载电压恒定的前提下,保证变换器从空载到满载范围内均能实现软开关。通过闭环控制,提高输出电压的抗干扰能力。

2 LCC谐振变换器工作原理

2.1 LCC谐振电路工作状态分析

图1为电容型滤波LCC谐振变换器电路。Cs,Ls为LCC谐振电路串联谐振电容和谐振电感,Ls包含变压器折算到初级的等效漏感;Cp为并联谐振电容,包含变压器折算到初级的分布电容。分析前先假设:输出电容很大,Uo保持不变;所有器件都是理想器件;电感电流连续且为理想正弦波。

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图2为移相PWM控制稳态时的主要波形。

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(1)[t0~t1] t0时刻,电感电流iLs为零,此时VQ4为零电流开通,在前一时段VQ1已经零电压开通,VQ1,VQ4导通,uAB为正,Ls,Cs,Cp发生谐振,输出整流桥关断,uCp从-Uo/n升高,到t1时刻,uCp升高至Uo/n,输出整流桥导通,此阶段结束。

(2)[t1~t2] 谐振电流流经VQ1,VQ4,Ls,Cs发生谐振,uCp被箝位在Uo/n,电路由变压器传递能量。

(3)[t2~t3]t2时刻,VQ1关断,iLs给C1充电,C3放电,当C3电压为零时,VQ1~VQ3自然换向完成。由于C1的缓冲作用,VQ1关断时电压上升率很小,近似于零电压关断。

(4)[t3~t4] 在t3时刻,VQ1,VQ3导通,VQ3零电压开通,iLs为正,uAB为零,t4时刻,iLs即将减小至零时,VQ4零电流关断。

(5)[t4~t5] iLs流过VD2,VD3,uAB为负,t5时刻,iLs到零,半个周期结束。

t5开始,变换器开始另一半周期的工作,工作过程与上半周期对称,在此不再赘述。

通过以上分析可知,采用移相控制时,开关管不存在开通损耗。关断时,开关管电流转移到与其并联的缓冲电容上,电容限制了开关管两端的电压上升率,从而实现开关管零电压关断。每一个反并联二极管都是自然关断,不存在关断损耗。因此,相比硬PWM模式,采用LCC变换器时,开关损耗会大幅度减小,逆变器效率随之增大。

2.2 LCC谐振变换器稳态模型

为简化分析,使用各个变量的基波分量近似代替变量本身,然后用经典的线性交流分析法进行分析,设计出所需的谐振参数,这就是基波近似法的基本思想。将变压器初级电压和电流进行傅里叶变换后,取其基波分量,发现变压器初级电压基波分量的相位滞后于初级电流基波分量,变压器、整流桥、输出滤波器及负载组成的二端口网络呈容性。故可将变压器以后的模块等效为一个RC并联电路,如图3所示。图中,Re为等效电阻,Ce为等效电容。图中A,B两点电压的基波分量为:

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式中:Udc为逆变器的直流输入电压;D为PWM驱动信号的占空比。

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在图3中,考虑D的影响,利用基波近似法,可得电压增益M为:

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公式(2)中,k21为交流电压传输系数,其值为变压器初级电压的基波分量与A,B两点电压基波分量的比值,由图3可得其表达式为:

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根据式(2)~(5),绘制出不同负载下M与fsN的关系曲线(取α=1),如图4a所示。通过调整电路参数,即可得合适的增益曲线和工作频率范围。图4a为选择不同增益谐振电路工作频率提供了依据。

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由图4a可知,从空载到满载变化时,fsN调节范围很大,而谐振元件确定后谐振频率就固定了,因此仅依靠变频控制需要开关频率变化范围很大。在调频基础上,配合调节D,能够在较小频率变化范围内,实现全负载范围内软开关,由式(2)~(6)得到不同负载下M与D的关系,图4b为移相调节时占空比的选择提供了理论依据。根据效率公式绘制出不同负载下逆变器效率曲线,如图4c所示。由图可知,fsN>1时,Q越小,即负载电流越大,效率越高。fsN<1时,负载电流越小,效率越高。

3 闭环控制系统

整个闭环控制系统框图如图5所示。控制器、移相器和A/D转换都由主芯片dsP IC30F6010A实现。移相控制可以直接由DSP数字编程得到,因此无需D/A转换。

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此处采用PI控制器进行闭环控制,其频域范围内的传递函数为:us/es=kp+ki/s。

采用后向欧拉法进行数字化:

uk=Tski+kp(ek-ek-1)+uk-1      (7)

式中:kp,ki;分别为比例、积分系数。

由于移相控制器是靠数字方法实现的,输入和输出的调节均为瞬时,当控制器输出电压很大时,变换器会有振荡现象,需要在移相控制后加上一阶滤波网络消除振荡。

4 实验过程及结果

为验证结果的正确性,设计一台基于LCC谐振逆变器的高压直流电源基本参数为:输入电压(220+20%)V;输出电压35 kV;输出功率0~7 kW。

根据设计要求,确定高频高压变压器的基本参数:磁芯型号UU80x65x40;匝数比1:146;初、次级匝数分别为32和4672;磁芯个数为2。

变压器折算到初级的漏感为75.4μH,分布电容为44.2 nF。取满载时Qf=3,α=1,得到总串联谐振电感和串联谐振电容的值为187μH,308 nF。考虑分布参数的影响,取Ls=110μH,Cs=300 nF,Cp=260 nF。其中,驱动芯片采用HCPL-316J;IGBT采用SKM150GB128D,额定电压为1 200 V,额定电流200 A。采用差分方式进行采样,通过HCPL-788J对电压电流采样信号隔离。控制芯片采用dsP IC30F6010A,其主要功能是产生PWM驱动波形,根据图5进行移相和调频控制,实现全负载范围内软开关,开关频率变化范围为18~25 kHz,由图4b,考虑死区时间,得到对应的占空比变化范围为0.5~0.85,能够在全负载内保持输出电压恒定。

整个闭环控制计算过程按照式(7)在DSP中直接实现,通过反复实验,取Ts=50μs,kp=4,ki=600时,电源对负载波动的稳定效果最好,负载的纹波最小。

按照上述参数进行实验,图6示出实验波形。

可见,满载时,fs=18 kHz,Dmax=0.85;空载时,fs=25 kHz,Dmin=0.5。在整个负载变化范围内,iLs和uCs都是按照正弦规律变化。空载时,iLs波形出现了断续,这是占空比减小引起的,此时开关管依然可实现零开关。iLs超前于uCs,整个逆变器呈感性。从空载到满载变化时,效率会先增加随后稍减,这是由于满载时开关管工作频率低于谐振频率。空载时效率最低,其值为75%。

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图6d对比了硬PWM模式与采用LCC谐振逆变器的负载电压波形。由图可知,输出高压直流幅值为35 kV。采用硬PWM模式进行逆变,每个周期输出电压都有很大尖峰,容易损坏功率器件。采用LCC谐振逆变器后能使每个开关管实现软开关,输出电压尖峰明显减小,提高了逆变器的效率。

5 结论

通过对测量波形进行数据分析,可得如下结论:①开关管和反并联二极管在全负载范围内实现软开关;②整个直流电源平均效率达到87%;空载时,效率能够达到75%;③输出电压35 kV,通过闭环控制,纹波系数小,负载电压纹波控制在5%以内;④电源体积小,质量轻。

此处给出的设计方法对于串并联谐振参数的设计具有参考价值。与传统方法相比,该设计方法考虑了变压器本身分布参数影响,在频率变化范围不大的前提下,通过移相PWM控制实现开关管和反并联二极管的软开关。通过图示方法设计谐振参数,简单直观,实验验证了设计的正确性。